变频电源驱动电路中IR2110典型应用

    (1)在BUCK变换器中的应用。图3-23为采用IR2110驱动BUCK变换器中的MOSFET。对自举电容的初始充电是由Ucc电源通过电感和滤波电容进行的。为了确保对自举电容充电电压不超过Uss (20V)的限制，这个LC谐振电路的Q值应是足够小。如果Q值不是足够小，就应在自举二极管支路串联一个电阻或在自举电容上并联一个齐纳二极管。
    图3-23    IR2110在BUCK变换器中的应用    如果电路工作在连续电流模式，则电源对自举电容的充电就在续流二极管的导通期间进行。在电流不连续模式中，如果续流二极管的导通期间非常短，电源对自举电容的充电就通过滤波元件与负载来进行。    图3-23电路中，1μF去耦电容与11、12和13端应在同一点接地，并与功率部分的接地的接地点分开。    (2)在双正激变变换器中的应用。图3-24为用IR2110驱动双正激变换器电路。在这种情况下，由于续流二极管的导通时间变得非常短，故为了确保给自举电容C1开通时，后续周期内给自举电容C1充满电荷，电路中增加了三个元件R1、VT3和VT4。当VT1和VI2截止，VT4也截止，VT3饱和导通，将电容C1一端对地接通，使C1和C2能很快充电冲到15V左右。当VT1和VI2导通时，TV4也导通，使VT3截止，从而使点电容C1对地一端与VT1管的源极等电位，C1维持15V不变，C1对地电位举高，保证VT1管栅压高于源极电压，保证VT1饱和导通。
    图3-24    IR2110在双正激变换器中的应用    (3)在三相桥式电机驱动电路中的应用。图3-25所示的三相桥式电动机驱动电路，在实现时要严格注意布局设计，这是由于波形中di/dt分量比较大和三组开关工作互为120°。特别应注意，离共地点最远的驱动器会在IR2110的2端和参考地之间承受最大的电压降。另外，还应注意当无刷直流电机锁定转子在桥的一臂断开情况下长时间工作时，在IR2110的5端上所出现的不同电压，此时自举电容可能会放电，其结果是造成高端功率管在接受信号时并不工作，而低端功率管仍然在工作。为避免这种情况发生，可采取以下措施：
    图3-25    IR2110在三相桥式电动机驱动电路    1)如果电极在某一段时间不起作用，控制逻辑首先开通低端功率管。    2)当不需要导通时，控制安排有一很窄的“正常”占空比。    3)如果一电极在有限的和已知的时间不用，可根据这段时间来选取自举电容的大小，以维持这段时间的电荷。    如果桥路是感应电动机驱动的一部分，使用PWM技术合成的正弦波，每一电极在低频时以零或非常窄的占空比通过较长的时间间隔，自举电容应能保持足够的电荷来确保这段时间内不必充电。    图3-25所示的电路，高压母线和逻辑电路之间的绝缘是由IR2110反偏结来保证，这些结构中如有一个结击穿都会对其余部件引起严重后果，为了避免发生这样的问题，可用光耦或脉冲变压器来做隔离元件。    (4)在全桥变换器中的应用。图3-26为用两片IR2110驱动的全桥变换器电路。在该电路中，变换器低端与IR2110的关闭端加有电流检测电路。该电流检测电路的具体工作方法与变换器所要求的PWM的技术、电源精度要求、有无负电源等有关。电路的关闭功能是锁定的，这样可以保证在负载电流通过功率MOSFET内部二极管衰减后，功率MOSFET仍保持断开的状态，锁定只有在下个周期的开始才能复位。    图3-26中的寄生电感，在快速开关时的高di/dt作用下，在功率MOSFET上会产生过冲电压。当然在电源线与功率管间加去耦电容可减小这种不良影响，但在电路布局时最好能紧密排列。这些电感加上续流二极管的正向恢复效应，还会引起电源线上电压的来回摆动（例如Us端上的电压可能会低于COM端的电压），Us端上的电压可低到-4V，这是最低极限，如果超过这个极限，就会引起高端通道工作不稳定。
    图3-26    IR2110在全桥变换器中的应用    IR2110的开通与关断传输延迟时间是接近匹配的（失配时间不大于10ns），开通传输延迟时间比关断传输延迟时间长25ns，这就保证了功率管在工作时不会发生重叠导通，为了更加安全起见，可在功率管的栅极上加一电阻和二极管网络(如图中的R1、VD1、R2、VD2、R3、DV3、R4、VD4)，这些电阻和二极管网络可进一步延迟功率管的导通而对其关断没有影响，这就相当于增加了死区时间。    10脚接低电平，可得到正负半周全占空输出。输出采用调制或方波可通过电路的2脚来选择，2脚悬空或高电平为调制脉冲输出，2脚低电平为方波输出。