变频器多脉波的构成

    在变频器输入侧消除谐波的方法很多，其中之一，就是将整流器输入电路产生谐波的相位差把谐波分量相互抵消，多脉波就是利用并联的两组以上脉波电路谐波相位差，相互抵消而成的。构成的方法有两种：①由交流电路直接并接两组整流电路；②输入侧连接隔离变压器，由隔离变压器二次侧绕组输给各整流单元，形成各种脉波电路。

    在艾特贸易小编下面分析中不考虑变压器漏抗引起的重叠角，并且假设整流变压器各绕组的线电压之比为1：1。为了分析方便，假定直流环节电流为恒定值，这种条件一般在电流源型变频器中近似成立，在电压源型变频器中，直流环节电流则为脉动状。

    1．移相30°构成的12脉波整流电路

    图10-30是这种电路的原理图，整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形联结，构成相位差30°、大小相等的两组电压，加到两组整流桥上。因绕组联结不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝数比为1：1：√3。

    图10-30    脉波整流电路结构

    图10-31为该电路输入电流波形图。其中，图(c)的i′uv2是第Ⅱ组整流桥iuv2折算到变压器一次侧U相绕组中的电流。图(d)中输入电流IU为图(a)的iu1和图(c)的iuv2之和。

    图10-31    12脉波整流电路电流波形

    对图10-31波形进行傅里叶分析，可得其基波幅值A1和n次谐波幅值An，分别如下

    即输入电流谐波次数为11、13、23、25、35、37、…。其幅值与次数成反比而降低。

    该电路的其他特征如下：

   1)输入电流有效值I1=1. 577Id。

   2)输入电流总畸变率THDi=0.1522。

   3)位移相数cosφ= cosα。

   4)基波因数v=(A1/√2)/I1=0.9886。

   5)功率因数λ=vcosφ1=0. 9886 cosα。

    2．移相20°构成的18脉波整流电路

    图10-32是其电路图，其中整流桥采用简化画法。对于整流变压器来说，采用星形、三角形联结组合无法移相20°，这里第Ⅰ、Ⅲ绕组采用了延边三角形曲折联结。这种联结的每相由对应于一次侧不同相绕组的匝数比可以实现任意角度的相移。以一次侧每相绕组为N，通过求解图10-32中第Ⅰ组桥u1相绕组的三角形可得图中绕组Nx、Ny的匝数分别为

    图10-33为整流变压器一次侧输入电流iU波形，其基波和谐波幅值分别为

    即输出电流谐波次数为17、19、35、37、53、55、…。其幅值与次数成反比而降低。

    图10-32    18脉冲整流电路结构

    图10-33    18脉波整流电路输入电流波形

    该电路的其他特性如下：

   1)输入电流有限值I1=2.351Id。

   2)输入电流总畸变率THDi=0.1011

   3)位移相数cosφ=cosα

   4)基波因数v=(A1/√2)/I1=0.9949

   5)功率因数λ=vcosφ1=0.9949cosα

    所以，通过两个相角差30°的变压器绕组分别供电的两个三相整流电路可构成12脉波整流电路，其网侧电流仅含12k±1次谐波。类似地，通过依次相差15°的四个变压器绕组分别供电给四个三相整流桥就可获得24脉波整流电路，其网侧电流仅含24k±1次波形。通过依次相差12°的五个变压器绕组分别供电给五个三相整流桥就可获得30脉波整流电路，其网侧电流仅含30k±1次谐波。

    作为一般规律，以m个相位依次相差π/3m的变压器绕组分别供电给m个三相整流桥便可获得6m脉波整流电路，其网侧电流仅含6mk±1次谐波，而且各次谐波电流的有效值与其谐波次数成反比，而与基波电流有效值的比值是谐波次数的倒数。另外，其位移功率因数均为cosα，不随整流脉波数的增加而提高，但基波因数随着整流脉波数的提高而提高，所以总体输入功率因数也跟着提高。对于二极管不可控整流电路而言，相电流相对于相电压的延迟角α一般小于15°，对应的位移功率因数大于0. 966，所以采用多重化（18脉波以上）的二极管整流电路，总的输入功率因数基本上可保持在0. 95以上。

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